Большая Энциклопедия Нефти и Газа
Сумматор мощности ( СМ) выходного устройства модулятора выполнен на магическом Т – соединении, состоящем из двух входных плеч на СЩЛ, соединенных с выходом кольцевого моста, и двух выходных плеч на НПЛ и СЩЛ. В области соединения плеч СМ включен четвертьволновый шлейф, представляющий собой комбинацию СЩЛ и НПЛ. [2]
Достоинством сумматоров мощности на трехдеци-бельных направленных ответвителях с одним разомкнутым плечом, является отсутствие балластных резисторов, что способствует уменьшению габаритов и снижению стоимости сумматоров. [4]
Источником энергии в гидроприводе экскаватора является сдвоенный аксиаль-i но-поршневой гидронасос 5с сумматором мощности . При давлении 12 МПа объемная подача каждой секции насоса 120 л / мин. По мере роста давления она снижается, доходя при давлении 25 МПа до 60 л / мин. На каждой нагнетательной линии гидронасоса установлены предохранительные клапаны 6 и 7 для защиты системы и насоса от перегрузок. Настраивают предохранительный клапан на максимальное давление 25 МПа. В корпусах клапанов имеются отверстия для установки конт эольных манометров. Рабочую жидкость распределяют три блока 9, 31 и 32 гидрораспределителя. В каждом блоке имеется три золотника. От этого же насоса с помощью блока управления приводятся гидроцилиндры 27 включения редукторов задних колес. Напорный гидроклапан 45 поддерживает давление в гидролинии сервоуправления и ограничивает давление в системе управления редукторов задних колес. [5]
Пример этого показан на рис. 6.13. В данном случае магическое Т – соединение сумматора мощности со стороны СЩЛ закорочено, а принцип работы данного модулятора аналогичен рассмотренному однополосному БМ с реактивной нагрузкой. При этом практически полностью отсутствуют резонансные элементы, что значительно увеличивает полосу рабочих частот. Использование в качестве входного плеча НО с лицевой связью, выполненного в следующем слое диэлектрика ( на рис. 6.13 не показан), позволило получить потери преобразования порядка 5 – 6 дБ в по – лосе частот более октавы. [7]
Предположим, что к развязанным входам подключены согласованные нагрузки. Сумматор мощностей п идентичных генераторов состоит из п – 1 ступеней. Ступень ( п – 1) – я представляет собой равноплечее устройство, поскольку в ней складываются мощности двух идентичных генераторов мощностью Рг ном. [8]
Снимаемое с потенциометра напряжение зависит от положения движка, которое в свою очередь определяется величиной суммарной мощности электрической станции. Движок потенциометра перемещается двигателем, управляемым сумматором мощности станции . Таким образом, величина напряжения, снимаемого с потенциометра, в определенном масштабе показывает величину относительного прироста электрической станции, соответствующую той или иной величине ее нагрузки. [10]
Сдвоенные насосы предназначены для гидросистем с одновременно действующими, но различно управляемыми гидродвигателями. Постоянная нагрузка на приводном двигателе обеспечивается сумматором мощности , который в заданных пределах суммарной мощности меняет соотношение между мощностями насосов. [11]
Пассивные СВЧ устройства являются узлами, выполненными из отрезков линий передач. К ним относятся регулярные линии передачи, согласующие цепи, делители и сумматоры мощности , частотно-избирательные и невзаимные устройства, переключатели, устройства, управляющие амплитудой и фазой проходящих сигналов. [13]
Мощность полупроводниковых приборов сравнительно невысока ( см. § 1.2) и во многих случаях на несколько порядков ниже требуемой выходной мощности радиопередатчика. В этом случае возникает задача суммирования мощностей нескольких сигналов с равными частотами, несущими одну и ту же информацию, но усиливаемых с помощью различных генераторов. Для этого в радиопередатчиках используют сумматоры мощностей сигналов , имеющие два и больше входов ( по числу складываемых сигналов) и один общий выход. При изменении направления распространения энергии это устройство выполняет функцию делителя мощности сигнала. [14]
Полосковые СВЧ делители/направленные ответвители
Привет! Меня зовут Олеся, я разрабатываю СВЧ устройства. Я уже два года веду блог в Инстаграме. В мою работу входит всё от поиска статей и моделирования до сборки и настройки готового устройства. На Хабре я делюсь тонкостями и своим опытом по части СВЧ разработки. Также у меня есть маленькая группа в ВК, там я пишу небольшие заметки, которые по моему мнению не подходят под формат Хабра. Автор этой статьи leka_engineer , ищите меня на Хабре и в Инстаграме
Введение и классификация
В этой статье я расскажу о разных типах мостов-делителей-направленников на примере своих разработок. В статье приведу также несколько других схем и топологий, которые мне пока не приходилось использовать.
По области использования делители можно разделить на лабораторные (с коаксиальными выводами) и drop-in исполнения или SMD, то есть для использования где-то в модуле, с последующим соединением выводов с полоском на печатной плате. Кроме того , как любые другие СВЧ устройства делители можно классифицировать по рабочим диапазонам частот, а также по ширине рабочей полосы. Лабораторные НО (далее я буду писать НО, так как 3дБ делитель – чаще всего частный случай направленного ответвителя) обычно довольно широкополосные, это удобно, так как можно купить одно устройство надолго и под разные проекты. НО для применения в СВЧ схемах чаще выбирают узкополосные, под рабочую полосу конкретного изделия. Очевидно, что уровень потерь в узконастроенном НО будет меньше, как и уровень КСВ. Другая классификация – по мощности входного сигнала. При входной мощности примерно от 500 Вт требуются другие подходы к проектированию. У меня в коллекции как раз есть несколько особенно высокомощных НО. И последнее: по разности фаз между выходами можно разделить НО на квадратурные (90 град), противофазные (180 град), синфазные (0 град) и кастомные.
Гибридный мост
Самый простой тип делителя, которые наверняка многие помнят с лекций – квадратурный шлейфный мост. Выглядит как квадрат (но не поэтому называется квадратурным) с разной шириной сторон. Был придуман в далёких 60-х и до сих пор активно применяется. Вариант на 3 дБ (то есть пополамный делитель) представлен на рисунке ниже:
1. Квадратурный пополамный делитель
Z обычно равно 50 Ом, тогда верхнее и нижнее плечи – по 35 Ом, а боковые по 50. Мост имеет вход и два выхода (или два входа и один выход, если рассматривать его как сумматор). Устройство взаимное и симметричное, то есть условно входом может быть любой порт. В общем случае ширины плеч могут быть рассчитаны на любое деление.
Самая простая реализация – на микрополосковых линиях.
2. Пополамный делитель С-диапазона
На картинке ниже мой пример делителя на 4 выхода, состоящего из 3 квадратурных мостов. Только третий – пополамный, остальные рассчитаны так, чтобы на всех четырёх выходах была одинаковая амплитуда.
3. Делитель бегущей волны на 4 выхода S-диапазона
Одно из преимуществ такого типа делителей – не обязательно количество выходов равно степени 2. Вот, например, такого же типа на на 3 выхода, другой диапазон и в закрытом корпусе:
4. Делитель бегущей волны Ku-диапазона на 3 выхода
А вот пример мощного делителя на симметричной линии (внутри там такой же “квадрат”).
5. Пополамный делитель высокой мощности (2 кВт пиковая) Потери 0,1 дБ, КСВ< 1,15, узкая рабочая полоса в S-диапазоне чатот
НО на линиях с боковой связью
Ещё один тип “двумерных” делителей и направленников – устройства на базе линий с боковой связью. Известно, что микрополосковая линия создает вокруг себя электромагнитное поле, если другой полосок будет достаточно близко, по нему начнёт протекать ток.
5. НО на линиях с боковой связью
W– ширина линии, обычно должна соответствовать 50 Ом. Длина L – четверть длины волны в материале. Ширина W в общем случае равна W0. Если принять порт 1 за вход, порт 3 будет называться выходом (through), порт 2 ответвленным плечом (coupled), порт 4 изолированным плечом (isolated). На порт 4 обычно ставят согласованную нагрузку. Такие устройства чаще всего делают на ответвление (величина части мощности, ответвленная в плечо 2) от 10 дБ и больше, так как для меньших значений ответвления будет необходим слишком маленький зазор S (который определяет величину ответвления), который технологически невозможно реализовать.
На фотографии ниже пример такого НО.
6. Направленный ответвитель с центральной частотой 3 ГГц
Длина области связи такого НО равна четверти длины волны, и поэтому такой устройство довольно узкополосное. В целях расширения рабочей полосы частот делают такой вариант (как бы ступеньки):
7. Широкополосный НО
Ещё пример расширения рабочей полосы показан в статье A Compact and Wideband Coupled-Line Coupler with High Coupling Level Using Shunt Periodic Stubs.
8. Широкополосный НО из статьи авторов Rasool KESHAVARZ, Masoud MOVAHHEDI
Автор этой статьи leka_engineer , ищите меня на habr.com и в Инстаграме
НО на линиях с лицевой связью
В данном случае для реализации устройства необходима более сложная структура, чем просто печатная плата. Геометрия описывается следующими параметрами: Н- общая толщина, W-ширина полосков (обычно 50 Ом), S-расстояние между линиями, Wo -оффсет, то есть смещение, Т- толщина металлизации. Сверху и снизу -экран (земля). Коэффициент ответвления настраивается двумя параметрами – S и Wo.
9. Структура симметричных линий с лицевой связью
В моей коллекции есть такой мост drop-in исполнения. В центре сам НО, к нему подведены маленькие платы с микрополосковыми линиями, всё это помещено в коробку с коаксиальными разъёмами и установлен резистор на изолированный выход.
10. Пополамный делитель L-диапазона
На линиях с лицевой связью сделаны все (мне известные) мосты SMD исполнения. У меня нет своих разработок делителей поверхностного монтажа, но есть коллекция покупных:
11. Коллекция покупных SMD мостов 12. Коллекция покупных SMD мостов
Делитель Вилкинсона
Wilkinson divider – трёхпортовое устройство.Принципиальная схема:
13. Общая схема делителя Вилкинсона (картинка с сайта microwaves101)
В случае Zo=50 Ом, линии будут равны 50*1,41= 70,5 Ом, резистор 100 Ом. Как и в случае с НО на линиях с боковой связью, из-за наличия четвертьволнового отрезка, такие делители узкополосные. Расширить полосу можно каскадированием.
Пример из моей коллекции (параметры можно посомтреть в этом посте):
14. Широкополосный делитель Вилкинсона
А вот пример из Инстаграма моего друга:
15. Широкополосный делитель Вилкинсона Израильской компании Hypermedia Systems LTD из GSM шлюза
При изменении волновых сопротивлений плечей можно добиться изменения соотношения выходных мощностей (деление будет не пополам).
16. Не пополамный делитель Вилкинсона
Другие типы НО
Казалось бы, почему нельзя просто сделать полосок и к нему два полоска? И вроде очевидно, что в СВЧ технике так не работает, но на самом деле можно, просто КСВ выходов будет высоким.
Главное – не забыть вставить трансформатор. Ведь если вход 50 Ом, и необходима получить два выхода на 50 Ом, то в точке разветвления будет 25 Ом, так что необходим трансформатор с 50 на 25 Ом.
17. Неразвязанный делитель с транформатором
В целях улучшения характеристик часто прибегают к разным изменениям топологии, например:
18. неразвязанный делитель
Такой делитель, очевидно, можно рассчитать на любые выходные сопротивления, но он будет не пополамный. В данном случае бо́ льшая часть мощности будет направлена в плечо с ме́ньшим сопротивлением.
19. Гибридное уольцо (картинка из Википедии)
Изготовление моста Ланге требует разварки золотых проволок, что доступно далеко не на всех предприятиях. При должной аккуратности можно припаять проволоки из меди, если размеры позволяют.
20. Мост Ланге
Что такое сумматор мощности
В диапазоне СВЧ часто требуется осуществлять либо деление входящей мощности на несколько частей, либо сложение мощностей от нескольких источников. В качестве примера укажем на схемы питания, многоэлементных передающих или приемных антенн, балансные усилители, возбудители, сигнал которых подается одновременно в передающую и приемную части аппаратуры.
Во всех этих случаях необходимо трехплечное устройство, обеспечивающее синфазность сигналов в выходных плечах (рис 5.38). Обычно такие устройства являются взаимными и применяются также для сложения мощностей двух источников. На частотах до делители (сумматоры) можно конструировать из сосредоточенных элементов. Их эффективная работа во многом зависит от взаимного положения и качества монтажа элементов в схеме. При удачной реализации удается получить устройства с весьма хорошими электрическими характеристиками. На рис. 5.39
Рис. 5.38. Представление делителя (сумматора) мощности в виде шестиполюсника
Рис. 5.39. Делитель мощности на сосредоточенных элементах (а) и его эквивалентная схема на расчетной частоте (б)
показан делитель мощности на сосредоточенных элементах. Расчет такой схемы выполняется по следующим формулам:
где входное (выходное) сопротивление делителя.
Отметим, что формулы (5.29) – (5.31) справедливы лишь при равном делении мощности между выходными плечами.
Пример 5.15. Рассчитать делитель для частоты при сопротивлении на его входе и выходе 75 Ом. Решение
Исходные данные: Из уравнения (5.31)
и, наконец, из (5.29)
На этом расчет завершается.
Проанализируем схему делителя на рис. 5.39, в, если параметры элементов на центральной частоте выбраны согласно этом случае
Так как резистор и емкость С соединены параллельно, на центральной частоте их сопротивление равно Если к выходным плечам подключены нагрузки с сопротивлением то полная схема делителя представляет собой балансный мост с разностью потенциалов между выходными плечами, равной нулю. При этом входное сопротивление делителя равно что обеспечивает согласование с подключаемым к входному плечу сопротивлением Поскольку разность потенциалов между выходными плечами нулевая, мощность, рассеиваемая в резисторе равна нулю. Отметим, что баланс моста имеет место лишь на центральной частоте и при величинах элементов,
Рис. 5.40. Полосковый делитель при неравном делении мощности
определенных по (5.29) – (5.31). Резистор обеспечивает развязку между выходными плечами делителя, поскольку мощность, отраженная в этих плечах, будет рассеиваться в резисторе.
На частотах выше подобные делители строятся в основном на элементах с распределенными параметрами. Довольно громоздкий анализ такого делителя с развязанными выходами и с произвольным делением мощности выполнен в [10]. Вывод формул, используемых ниже, можно найти в указанной работе, являющейся развитием оригинальных результатов из [11].
На рис. 5.40 представлена топология делителя (сумматора), состоящего из элементов с распределенными параметрами и выполненного на основе микрополосковой или симметричной полосковой линии. Если делитель обеспечивает неравное деление мощности, то его схема несимметрична, что и показано на рис. 5.40. Вплоть до 1 ГГц в качестве поглощающего резистора можно использовать сосредоточенные резисторы из графита или окислов металлов. На более высоких частотах применяют резисторы с распределенными параметрами, изготовленными по тонко- либо толстопленочной технологии. Приведем основные расчетные соотношения, на основе которых выполняется синтез таких делителей:
При выводе этих формул не учитывалось влияние неоднородностей в местах стыка отрезков линий с разными волновыми сопротивлениями. Компенсация влияния этих неоднородностей осуществляется обычно в процессе экспериментальной отработки делителя. Как показывает анализ, увеличение разницы между мощностями в выходных плечах приводит к сужению рабочей полосы частот делителя. Однако данный делитель обладает определенным преимуществом по сравнению со шлейфным ответвителем и модифицированным кольцевым мостом. Если рабочая полоса последних то в рассматриваемом устройстве деление сохраняется практически неизменным в полосе частот до октавы. Рабочую полосу трехплечих делителей мощности можно довести до декадной, если перейти к многоступенчатым делителям. С методикой проектирования таких делителей можно ознакомиться, обратившись к работе [12].
Пример 5.16. Синтезировать делитель мощности, если волновое сопротивление подводящих линий 50 Ом. Нарисовать схему делителя в коаксиальном исполнении.
Дано Ом. Поскольку то
С помощью расчетных формул иаходим
Делитель можно выполнить из отрезков стандартного кабеля с волновыми сопротивлениями 50 и 75 Ом (рис. 5.41); при этом уровень сигнала в выходных плечах уменьшится менее чем на
Пример 5.17. Рассчитать делитель мощности при волновом сопротивлении подводящих линий 50 Ом. Решение
Так как соответствует отношению мощностей, равному 0,25, то:
Мощность в плече
Мощность в плече
Потерями мощности в делителе пренебрегаем. Тогда т. е.
Поскольку Ом, то
Из сравнения делителей, рассчитанных в примерах 5.16 и 5.17, видно, что длина делителя при неравном делении входной мощности вдвое превышает длину в случае равного деления. При реализации делителя, рассмотренного в примере 5.17, необходимо обратить внимание на следующие его особенности. Во-первых, волновое
Рис. 5.41. Схема (а) и коаксиальная реализация (б) 3-дБ делителя мощности для примера 5.16
сопротивление получилось довольно высоким, что вызовет определенные трудности при его реализации из-за весьма малой ширины полоски. Поэтому на практике для рассматриваемых делителей величина, равная рассматривается как предельная, при которой делитель еще сравнительно просто реализуется. Во-вторых, волновое сопротивление всех отрезков в делителе различны и, как следствие, оказываются различными физические длины этих отрезков, кроме случая, когда используется линия с ТЕМ-волной.
Что такое сумматор мощности
Как следует из самого названия делителя, он делит, а в случае с системами связи и передачи данных делит сигналы на выходе из фильтров, в том числе и для передачи на антенну. Общее название группы таких устройств, осуществляющих разделение потока мощности сигнала, поступающего на вход (входной порт), между несколькими выходами (портами) и (или) объединяющего такие потоки мощности с нескольких входов в одном выходе, без изменения фазы и других параметров этого сигнала – делители мощности.
В зависимости от количества выходов делители мощности подразделяют на двух-, трех-, четырех- и восьмиполюсники, общее название для которых – многополюсники.
Рисунок 1. Делитель мощности Уилкинсона
Рассмотрим работу делителей мощности на примере делителя Уилкинсона (см. рис. 1). В приведенной на рисунке схеме делитель Уилкинсона сохранит в высокочастотной системе согласованный импеданс 50 Ом, если характеристическое или волновое полное сопротивление на выходах будет Z = 50 Ом, а сопротивление каждого из четвертьволновых волноводов по 70,7 Ом и параллельно выходам подключено сопротивление 100 Ом.
Рисунок 2. АЧХ сигнала на входе делителя Рисунок 3. АЧХ сигнала на выходе делителя
Как следует из рисунков 2 и 3, если на вход двухполюсного делителя подается сигнал с уровнем мощности 0 дБм, то на каждом выходе по расчетам он будет -3 дБм, то есть в два раза меньше. Поэтому такой делитель называют делитель мощности на -3 дБм. Какова мощность сигнала будет на выходах четырехполюсника? Поскольку четырехполюсный делитель можно рассматривать как два двухполюсника, соответственно уровень мощности будет в четыре раза меньше входного уровня, то есть -6 дБ. Точно также можно рассчитать потери мощности на восьми выходах, которые будут в восемь раз больше, то есть -9 дБм.
Что произойдет, если сопротивление в четвертьволновых волноводах будет разное? Например, в одном 70,7 Ом, а в другом 35 Ом. Очевидно, что в волноводе с меньшим сопротивлением, ток, а следовательно, и мощность сигнала будет выше примерно в два раза. Такие несимметричные делители также применяются на практике.
Делитель мощности может работать и в обратную сторону. При этом он становится другим устройством, которое называют сумматором. Сумматор служит для выполнения операции, противоположной делителю: объединяет сигналы, поступающие, например, на два входа и складывает их мощности.
Сигнал на выходе будет сильно различаться в зависимости от параметров сигналов, поступающих на входы сумматора. Если они имеют одинаковую частоту, их мощности складываются (см. рис. 4, 5, 6).
Рис. 4 Рис. 5 Рис. 6
Если частота сигналов, поступающих на вход, разная, то на выходе мы получим два сигнала с теми же частотами (см. рис. 7, 8, 9).
Рис. 7 Рис. 8 Рис. 9
Основными параметрами, они же критерии выбора делителя мощности, являются возвратные и вносимые потери, как и во всех других компонентах высокочастотных систем.
Вернемся к делителю мощности Уилкинсона (рис. 10). Возвратные потери этого делителя определяются параметрами S 11, S 22 и S 33, которые должны быть не более -20 дБ. В симметричном делителе с двумя выходами еще следует учесть параметры S 21 и S 31, которые должны быть порядка -3 дБм с небольшими дополнительными потерями в волноводах.
Рисунок 10. Делитель мощности Уилкинсона
Еще один важный параметр делителя – это коэффициент развязки. В нашем случае, это развязка портов № 2 и № 3. При работе делителя как сумматора, сигналы, поступающие на эти выходы, в этом случае функционирующие как входы, могут интерферировать между собой, если не будут изолированы друг от друга. Стандартный коэффициент развязки (S23, S32) должен быть не менее -18 дБм.
Сумматор мощности
Использование: в технике СВЧ. Сущность изобретения: сумматор мощности выполнен на двух двухзатворных полевых транзисторах 2,3. Первые затворы являются сигнальными входами, вторые затворы являются входами для подачи сигнала управления, истоки соединены с корпусом, а стоки соединены и являются выходом устройства; к стокам подключен отрезок линии передачи длиной, равной 1/8 длины волны середины рабочего диапазона с волновым сопротивлением, равным мнимой части выходного импеданса устройства. Это позволяет расширить динамический диапазон входного сигнала. 1 ил.
Изобретение относится к СВЧ-технике и может быть использовано в диаграммо-образующих схемах многолучевых антенных комплексов.
Известен сумматор мощности (Каганова В.И. Транзисторные радиопередатчики. М. Энергия, 1970, с. 247, рис. 6-22), в котором используется последовательное соединение транзисторных усилителей в соответствующем канале суммирования. Схема сложна, имеет высокий уровень интермодуляционных искажений составляющих спектра третьего порядка: 21–2 или 22–1, где 1, 2 частоты сигналов, попадающих в полосу устройства.
Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является сумматор мощности, включенный в активный фазовращатель (JamesL Vor-Raus, Robert. Monolitibic Dual-Gate GaAs FET Digital Phase Shifter, IEEE Trans. on Elect. devices, vol. ED-29, N 7, July 1982, p. 1079, Fig. 2), состоящий из двух двухзатворных полевых транзисторов, истоки которых соединены с корпусом, стоки соединены друг с другом через трехдецибельный сумматор, вторые затворы подключаются к соответствующим цепям управления, первые затворы связаны друг с другом через трехдецибельный делитель. При подаче на вход трехдецибельного делителя сигнала мощность сигнала делится пополам и синфазно подается на входы сумматора мощности на первые затворы транзисторов; при наличии соответствующих усилению напряжений управления на вторых затворах сигналы усиливаются и суммируются на выходе устройства. Эта схема также сложна и имеет высокий уровень интермодуляционных искажений.
Цель предлагаемого изобретения упрощение устройства и уменьшение уровня интермодуляционных искажений.
Поставленная цель достигается тем, что к точке подключения стоков к выходу присоединен отрезок линии длиной, пpимерно равной 1/8 длины волны сигнала с волновым сопротивлением, равным мнимой части выходного импеданса устройства.
Структурная схема заявляемого устройства сумматора мощности приведена на чертеже.
Сумматор мощности содержит полупроводниковую (арсенидогаллиевую) подложку 1, на которой сформирована структура двух двухзатворных полевых транзисторов 2,3, истоки которых замкнуты на корпус, первые затворы подключены к входным линиям 4,5 каналов суммирования сигналов, вторые затворы подключены к линиям 6,7 цепей управления, которые через элементы развязывающих фильтров 8,9 связаны с источниками управляющего напряжения Uупр1, Uупр2. Стоки транзисторов 2,3 соединены непосредственно на подложке и подключены и к линии 10, связанной с нагрузкой, и к отрезку линии 11 длиной, примерно равной 1/8 длины волны сигнала, и к волновым сопротивлениям, равным мнимой части выходного импеданса устройства, а через элементы развязывающего фильтра 12 и к цепи питания стоков с напряжением питания Uc.
Устройство работает следующим образом.
При подаче питания на соответствующие электроды транзисторов 2,3, расположенных на полупроводниковой подложке 1, и синфазных сигналов на входные линии 4,5 каналов суммирования происходит ослабление или усиление сигнала в зависимости от величин поданных на линии 6,7 через элементы развязывающих фильтров 8,9 напряжений Uупр1, Uупр2. Ослабленные или усиленные сигналы суммируются на стоках транзисторов 2,3, и через линию 10 суммарный сигнал подается в нагрузку; часть сигнала (примерно половина) ответвляется в соседний транзистор, где и поглощается в канале сток исток. Суммирование мощности таким образом происходит с переменным коэффициентом деления, который определяется соотношением напряжений Uупр1 и Uупр2, поданных на вторые затворы.
Поскольку для суммирования сигналов используется транзисторная структура, каждый из суммируемых сигналов может быть усилен минимум до 3 дБ в соответствующем транзисторе, так как примерно половина мощности сигнала ответвляется в соседний транзистор, при этом полное усиление устройства с любого входа на общий выход составит 0 дБ, т. е. суммирование в устройстве происходит без потерь.
При воздействии многочастотного сигнала на входы устройства из-за наличия нелинейных элементов двухзатворных полевых транзисторов спектр в полосе пропускания на выходе устройства оказывается “загрязненным” спектральными составляющими, которые отсутствуют в спектре входного сигнала. Эти составляющие являются интермодуляционными. При действии двухчастотного сигнала U = U1cos1t+U2cos2t на нелинейные элементы устройства в спектре тока, текущего через каждый нелинейный элемент кроме составляющих с частотами 1 и 2 появятся комбинационные составляющие на частотах 21 и 22, которые взаимодействуя на нелинейностях транзистора породят в процессе частотного преобразования составляющие с частотами 21–2 и 22–1. Появятся и другие составляющие 31-22 и 32–1; 2–1; 2+1, но они, как правило, малы, лежат вне частотной полосы работы устройства. Наиболее опасными составляющими, попадающими в полосу пропускания устройства и нарушающие работу системы, куда включается это устройство, являются наибольшие по величине составляющие с частотами 21–2 и 22–1 интермодуляционные составляющие третьего порядка. Причем при увеличении входных суммируемых сигналов интермодуляционные составляющие растут быстрее, чем полезные составляющие спектра. Например, при увеличении входного сигнала на 10 дБ интермодуляционные составляющие третьего порядка увеличиваются на 30 дБ. Для уменьшения уровня интермодуляционных составляющих третьего порядка в устройстве найдены оптимальные импедансы на рабочих частотах (1, 2) и на нерабочих частотах (21,22). Это достигается присоединением к точке подключения стоков отрезка линии 11, длина которого и волновое сопротивление определены из следующих соображений. При подключении к выходу устройства отрезка линии длиной, равной 1/8 длины рабочей волны раб, где с скорость света, на выходе устройства происходит короткое замыкание напряжений с удвоенной частотой, поскольку для них этот отрезок является четвертьволновым. Из-за близкого расположения частот 1, 2 в двухчастотном сигнале этот отрезок является примерно четвертьволновым на нерабочих частотах -21 и 22. Следовательно, напряжения на выходе нелинейного элемента транзистора на частотах 21 и 22 будут уменьшены, а значит будут уменьшены и напряжения на частотах 21–2 и 22–1, т.е. уменьшается уровень интермодуляционных составляющих третьего порядка. Волновое сопротивление Zo отрезка длиной, равной , определяется из условий согласования на рабочей частоте fраб., fраб.= c/раб. Входное сопротивление этого отрезка чисто реактивное и равно где , откуда Если мнимая часть выходного импеданса Zвых. устройства равна Im(Zвых.), то для комплексно-сопряженного согласования на рабочей частоте необходимо выполнение равенства Im(Zвх.) – Im(Zвых.) или Zo Im(Zвых.).
Проведенные эксперименты показали, что в заявляемом устройстве при подаче на каждый вход двух сигналов равной амплитуды на частотах 1 и 2 уровень интермодуляционных составляющих третьего порядка относительно мощности одного входного сигнала составляет порядка 45 дБ; при подключении к выходу устройства отрезка линии длиной, равной 1/8 длины рабочей волны раб. с волновым сопротивлением Zo Im(Zвых.), уровень интермодуляционных составляющих уменьшился до 65 дБ при тех же режимах питания транзисторов по постоянному току.
Таким образом, предлагаемое устройство может быть использовано при суммировании мощностей в более широком диапазоне.
Сумматор мощности, содержащий два двухзатворных полевых транзистора, включенных по схеме с общим истоком, первые затворы которых являются сигнальными входами сумматора мощности, вторые затворы являются входами для подачи сигналов управления, отличающийся тем, что стоки двухзатворных полевых транзисторов соединены и являются выходом сумматора мощности, а также введен отрезок линии передачи длиной, равной одной восьмой длины волны середины рабочего диапазона, с волновым сопротивлением, равным мнимой части выходного импеданса устройства.
Суммирование мощностей сигналов с помощью многополюсной схемы
Многополюсный сумматор должен иметь N входов (обозначим их номера с 1 по п) для подключения N однотипных генераторов, один общий выход для подключения нагрузки (обозначим его как 0) и К входов для подключения балластных нагрузок. Рассмотрим эти нагрузки как составную, обязательную часть сумматора и поэтому определим последний как многополюсник с (n+1) входами (рис. 18.2). Будем считать, что ко всем входам присоединяются фидерные линии с одним и тем же волновым сопротивлением, равным стандартному значению r=50 Ом.
Сумматор сигналов должен отвечать следующим требованиям:
– мощность сигнала в нагрузке, за вычетом небольших потерь, должна быть равна сумме номинальных мощностей отдельных генераторов, определяемых согласно (5.11);
– все входы сумматора должны быть развязаны между собой или взаимно независимы;
– мощности отраженных сигналов по всем входам должны быть равны нулю;
– данные свойства должны сохраняться в требуемой полосе частот.
Рис. 18.2. Сумматор как многополюсник с (n+1) входами
Второе требование означает, что сигнал от каждого генератора не должен поступать в каналы, к которым подключены другие источники, и, следовательно, влиять на их работу. Изменения в режиме работы любого генератора, включая режимы холостого хода и короткого замыкания, не должны влиять на работу и мощность всех других генераторов. Мощность последних должна по-прежнему оставаться равной номинальному значению и поступать из сумматора в полезную или балластную нагрузки.
Перечисленным требованиям отвечают сумматоры:
– составленные из К ступеней мостовых квадратурных устройств;
– составленные из К ступеней устройств синфазного типа;
Структурная схема сумматора 1-го вида на основе мостовых устройств квадратурного типа по сложению мощностей четырех генераторов приведена на рис. 18.3, а; восьми генераторов – на рис. 18.3, б.
Рис. 18.3. Фазовращатели дискретного типа
Требуемые фазы сигналов на входе сумматора показаны на рис. 18.3; БН – балластная нагрузка. Топология двух типов мостового квадратурного устройства на микрополосковых линиях приведена на рис. 7.2. при рассмотрении схемы СВЧ генератора балансного типа по суммированию мощностей двух транзисторов. Из рассмотрения схемы рис. 18.3 следует, что в данном варианте сумматора число складываемых по мощности генераторов N = 2 К , где К -число ступеней мостовых устройств, количество которых при переходе от одной ступени к другой удваивается. Требуемый сдвиг сигналов по фазе на входе сумматоров можно получить с помощью фазовращателей дискретного типа.
Сумматор 2-го вида строится на основе устройств синфазного типа, в частности шестиполюсника, топология которого приведена на рис. 18.4. Шестиполюсник состоит из двух отрезков линий длиной по 0,25lд и балластного сопротивления величиной 2r. Значения волновых сопротивлений линий показаны на рис. 18.4.
Рис. 18.4. Топология сумматора на основе устройств синфазного типа
Структурная схема сумматора 2-го вида на основе шестиполюсников по сложению мощностей четырех генераторов приведена на рис. 18.5. Здесь ко всем входам сумматора сигналы подводятся с одинаковыми фазами.
Рис. 18.5. Схема сумматора 2-го вида на основе шестиполюсников
Структурная схема сумматора 3-го вида, построенного по схеме «звезда», по сложению мощностей четырех генераторов приведена на рис. 18.6. Здесь ко всем входам сумматора сигналы, как и в предыдущем случае, подводятся с равными фазами.
Рис. 18.6. Схема сумматора 3-го вида, построенного по схеме
При волновом сопротивлении внешних линий передачи r и сопротивлении нагрузки Rн=r следует иметь: сопротивление балластной нагрузки Rбал=r, волновое сопротивление отрезков линий сумматора длиной по 0,25lд . Следует отметить, что разбаланс амплитуд и фаз суммируемых сигналов в рассмотренных схемах (рис. 18.3, 18.5, 18.6) приводит к ощутимым потерям, поскольку часть мощности от генераторов вместо полезной нагрузки начинает поступать в балластные сопротивления. Поэтому при суммировании сигналов необходимо с определенной точностью стабилизировать фронт амплитуд и фаз сигналов, в том числе с помощью устройств автоматического регулирования. Особенно ощутимы потери при выходе из строя усилителей. Так, например, в случае суммирования двух усилителей при отказе одного из них происходит уменьшение мощности в полезной нагрузке в четыре раза по сравнению с нормальным режимом работы, т.е. с 2Р1 до 0,5Р1, где Р1 – мощность одного транзистора. Другая часть мощности работоспособного усилителя в 0,5Р1 начинает рассеиваться в балластной нагрузке.
При суммарной мощности сигналов до нескольких десятков ватт сумматоры изготавливаются на основе микрополосковых линий. При большем значении мощности используются двухпроводные и коаксиальные линии, а в сантиметровом диапазоне волн – волноводы. Сумматор является устройством взаимного типа. Поэтому при подаче сигнала на общий вход 0 (рис. 18.2) схема становится делителем мощности сигнала на N каналов.
Сравнительный анализ схем суммирования мощности СВЧ-усилителей с октавной полосой частот
Аннотация. Проведен анализ эффективности суммирования мощности схемами широкополосного суммирования, построенными на основе различных типов планарных сумматоров. Описаны конструкции и сравниваются характеристики трех типов выходных каскадов, построенных по различным схемамсуммирования в диапазоне 4-8 ГГц. Приведены конструкция и характеристики усилителя мощности в диапазоне 4-8 ГГц, использующего делители-сумматоры бегущей волны и имеющего выходную мощность насыщения 3.9-4.5 Вт и усиление 36-38 дБ.
I. Введение
Выбор и техническая реализация схемы суммирования мощности выходного каскада в значительной степени определяет достижимые параметры СВЧ усилителя мощности: в первую очередь его КПД и выходную мощность. Для широкополосных усилителей проблема осложняется тем, что невозможно использовать наиболее эффективные узкополосные резонансные сумматоры (радиальные, волноводные, квазиопти-ческие).В одной из наиболее широкополосных технических реализаций схем суммирования этого класса [1]эффективность суммирования мощности в полосе 8-12 ГГц составила 42-68% при суммировании 8 активных элементов. К числу наиболее распространенных планарных схем суммирования, применяемых в широкополосных усилителях мощности, относятся мосты Ланге, синфазные кольцевые делители и цепочечные делители. Целью настоящей работы является расчетное и экспериментальное сравнение достижимых параметров существующих схем суммирования при работе в нелинейном режиме, а также выбор и экспериментальная апробация схемы суммирования для построения мощного усилителя в диапазоне 4-8 ГГц.
II. Сравнительный анализ схем суммирования мощности
Для пpавильной оценки потеpь в схеме суммиpования мощности пpиpазличном числе каналов суммиpования и обоснованного выбоpа стpуктуpной схемы широкополосного усилителя мощности необходимо пpовести анализ паpаметpов возможных ваpиантов схем сумматоpа выходного каскада.Рассмотpим ниже пять типов шиpо-кополосных сумматоpов, пpи этом для сpавнения pезультатов используемсхему четыpехканального суммиpования. В pаботе исследованы хаpакте-pистики следующих типов сумматоpов:
– синфазный кольцевой сумматоp (IP);
– цепочечный сумматоp на отpезках линий (TW);
– сумматоp на основе мостов Ланге (LL);
– сумматоp на основе комбинации двух мостов Ланге и синфазного кольцевого сумматоpа (LIP);
– цепочечный сумматоp на мостах Ланге (TWL).
На практике иногда применяется также схема цепочечного суммирования на основе направленных ответвителей с лицевой связью [2], однако ее параметры очень близки к параметрам схемы TWL и отдельно здесь не рассматриваются. Расчет проводился по следующей схеме:
1)синтезировались схема и топология данного типа сумматора;
2) геометрические размеры и величины элементов схемы оптимизировались в октавной полосе частот (конкретно, в полосе 2-4 ГГц) по критерию минимальных потерь на деление-суммирование при встречном включении и минимального разбалансаамплитуд выходных сигналов плеч;
3) формировалась нелинейная модель четы-рехэлементного усилительного каскада на базе четырех идентичных по схеме широкополосных усилительных ячеек, и рассчитывались частотные зависимости максимальной выходной мощности, отдаваемой каскадомв 50-Омную нагрузку в четырех различных ситуациях. К ним относятся следующие ситуации:
– идентичные ячейки, номинальные размеры элементов сумматоров (зазор, полосок);
-идентичные ячейки, размеры завышены(зазор
– 15 мкм, полосок + 15 мкм);
-идентичные ячейки, размеры занижены(зазор,
+ 15 мкм, полосок- 15 мкм);
– неидентичные ячейки (2 идентичные, одна с увеличенными масштабируемыми элементами модели на +20%, одна с уменьшенными-20%), номинальные размеры.
Для расчетов была использована нелинейная модель арсенидгаллиевого полевого транзистора Матерки-Каспрчака, встроенная в пакет программ Supercompact-Microwave Harmonica [3].Был взят мощный транзистор сзатвором 0.5 х 5000 мкм, параметры его нелинейной модели определены экспериментально по методике, аналогичной той, что использована в работе [4].В качестве усили-тельного элемента в расчетах использована усилительная ячейка, спроектированная отдельно и включающая два идентичных транзистора, включенные параллельно (общая ширина затвора составляет таким образом 10000 мкм), входную и выходную согласующе-трансформирующие цепи, цепи развязки по питанию и подачи питающих напряжений. Расчетные параметры усилительной ячейки:
-диапазон рабочих частот . 2-4 ГГц
усиление . 10.43 дБ
усиления . +1.27 дБ
мощность насыщения. 36.1 дБм
мощность насыщения. 36.9 дБм
отражения по входу. 0.86
отражения по выходу . 0.31
При сравнении основных параметров схем суммирования анализировались три основных показателя, получаемые при помощи расчета частотной зависимости выходной мощности насыщения каскада:
DР1 -максимальное в рабочей полосе частот снижение выходной мощности насыщения каскада с идентичными ячейками и номинальными размерами по отношению к “идеальной” выходной мощности
(т.е., учетверенной выходной мощности усилитель-ной ячейки в 50-Омном тракте);
DР2 – наибольшая в рабочей полосе частот величина DР1 из четырех расчетных ситуаций, описанных выше. Этот показатель позволяет оценить потенциальную технологическую чувствительность той или иной схемы суммирования;
DР2+ – тот же показатель DР2 , рассчитанный в расширенной на 10% с каждой стороны полосе частот (конкретно, от 1.8 до 4.4 ГГц). Этот показатель позволяет оценить запас по полосе частот для октавного усилителя и возможности использования данной схемы суммирования в более широких полосах частот.
Рассмотрим перечисленные выше варианты схем суммирования подробнее. Стpуктуpная схема мощного усилительного каскада на четыpех ячейках, включенных по схеме IP, показана на pис.1
Рис.1 Схема каскада с сумматором типа IP
Для достижения пеpекpытия по частоте 2:1, каждая ступень суммиpования содеpжит по два тpанс-фоpмиpующих отpезка Т1 и Т2. Сумматоp типа IP
обеспечиваеттеоретически идеальное равно-амплитудное деление мощности на 4 канала, частотная неравномерность коэффициентов пере-дачи выходных плеч (DСi1) не превышает 0.13 дБв диапазоне 2-4 ГГц , делениемощности составляет 6.18-6.31дБ. Пpямые потеpи на деление -суммиpование пpи исключенных из схемы ячейках в pабочем диапазоне составляют0.32 – 0.52 дБ.
Стpуктуpная схема мощного усилительного каскада на четыpех ячейках, включенных по схеме TW, показана на pис.2.
Рис.2. Схема каскада с сумматором типа TW
Для достижения пеpекpытия по частоте 2:1 на входе сумматоpа использован тpехступенчатый тpанс-фоpматоp импеданса с коэффициентом тpансфоpмациии 4:1 на четвеpтьволновых отpезках линии пеpедачи W1, W2 и W4. Сумматоp типа TW имеет весьма равномерные характеристики деления мощности, частотная неравномерность коэф-фициентов передачи выходных плеч не превышает 0.25 дБв диапазоне 2-4 ГГц , деление мощности составляет 6.19-6.44 дБ. Идентичность амплитудных хаpактеpистик всех четыpехканаловсуммиpованиясоставляет 0.15 дБ. Пpямые потеpи на деление-суммиpование пpи исключенных из схемы ячейках в pабочем диапазоне составляют0.45 – 0.68 дБ. За счет сдвига фаз выходных сигналов плеч деления мощности, отраженные от входов ячеек сигналы частично компенсируются на балластных резисторах сумматора, за счет этого достигается приемлемый (в данном случае не хуже 0.29) коэффициент отражения входа и выхода каскада и обеспечиваются условия каскадирования схем.
Стpуктуpная схема мощного усилительного каскада на четыpех ячейках, включенных по схеме LL, показана на pис.3.
Рис.3. Схема каскада с сумматором типа LL
Для моделиpованияпаpаметpов сумматоpа использована встpоенная модель моста Лангепpогpаммы Supercompact. Данный тип сумматора является одним из самых распространенных и широко используется при производстве широко-полосных усилителей мощности. Это обусловлено компактностью и очень хорошей степенью подавления отраженных сигналов ( в четырех-канальном каскаде за счет двойного подавления максимальные коэффициенты отражения входа и выхода не превышают 0.083). Сумматоp типа LL имеет неравномерноеделение мощности по каналам, при этом два канала имеют практически равномерные АЧХ с коэффициентами передачи на уровне 6.4-6.55 дБ, а два других разбалансированы относительно них на +- 0.8. 0.9 дБ, частотная неравномерность коэффициентов передачи этих двух выходных плеч достигает 1.4 дБв диапазоне 2-4 ГГц. Пpямые потеpи на деление-суммиpование пpи исключенных из схемы ячейках в pабочем диапазоне составляют0.64 – 0.96 дБ. Условия каскадирования схем при данной схеме выполняются практически идеально.
Стpуктуpная схема мощного усилительного каскада на четыpех ячейках, включенных по схеме LIP, показана на pис.4.
Рис.4. Схема каскада с сумматором типа LIP
Использование в этой схеме синфазной ступени суммирования вместо одного из мостов Ланге позволяет при некотором увеличении габаритов каскада уменьшить потери на деление-суммирование и частотную неравномерность деления при незначительном ухудшении свойств подавления отраженных сигналов (коэффициенты отражения входа и выхода в данной схеме не превышают 0.21).
Частотная неравномерность коэффициентов передачи выходных плеч не превышает 0.8 дБ в диапазоне 2-4 ГГц, деление мощности составляет 5.95-6.85 дБ. Идентичность амплитудных хаpактеpистик всех четыpех каналов суммиpования составляет 0.8 дБ. Пpямые потеpи на деление-суммиpование пpи исключенных из схемы ячейках в pабочем диапазоне составляют0.5 – 0.85 дБ.Для моделиpованияпаpаметpов сумматоpа также использована модель моста Ланге, указанная выше.
Стpуктуpная схема мощного усилительного каскада на четыpех ячейках, включенных по схеме TWL, показана на pис.5. Это также весьма компактная схема, в которой мосты Ланге используются в качестве направленных ответ-вителей с сильной(от -3 до -6 дБ) связью для реализации цепочечного сумматора мощности. Для данного типа сумматора в диапазоне 2-4 ГГц деление мощности составляет 5.5-7.0 дБ, неидентичность амплитудных хаpактеpистик всех четыpех каналов суммиpования составляет 1.5дБ. Пpямые потеpи на деление/суммиpованиепpи исключенных из схемы ячейках в pабочем диапазоне составляют 0.8 – 1.24 дБ.
Рис.5. Схема каскада с сумматором типа TWL
Провести сpавнение pасчетных собственных электpических хаpактеpистик pассмотpенныхтипов сумматоpов можно воспользовавшись сводными данными таблицы 1.
L:/S, дБ
DСi1, дБ max
MS11, max
MS22, max
L:/S – собственные потери на деление-суммирование при исключенных из схемы ячейках;
DСi1 -неидентичность коэффициентов передачи плеч в октавном диапазоне частот;
MS11 -входной коэффициент отражения каскада в линейном режиме при включенных ячейках;
MS22 -выходной коэффициент отражения каскада в линейном режиме при включенных ячейках.
Однако, собственные параметры схем сумми-рования не полностью характеризуют достижимые характеристики мощного выходного каскада, поскольку на уровень выходной мощности в нелинейном режиме существенно влияютдостаточно малые отклонения от идеальных нагрузок выходов усилительных ячеек на основной частоте и гармониках сигнала, дополнительный разбаланс возбуждающих напряжений, вызванныйконечнойи невысокой развязкой плеч сумматора в широкой полосе частот, и ряд других факторов. Для интегральной оценки потерь мощности при суммировании в различных схемах воспользуемся сводными данными таблицы 2, параметры в которой получены по результатам расчета в режиме колебаний, близком к насыщению.
LS, дБ
DР1, дБ max
DР2, дБ max
DР2+, дБ max
LS – ожидаемые потери выходной мощности исходя из собственных потерь на деление-суммирование данного типа сумматора.
Отметим, что малосигнальные амплитудно-частотные характеристики каскадов практически не изменяются, неравномерность АЧХ в рабочей полосе частот остается в пределах от 0.87 до 1.27 дБ ( для отдельной ячейки -1.27 дБ). Исключение составляет сумматор типа IP, для которого неравномерность АЧХ увеличилась до 2.29 дБ, что обусловлено интерференцией собственных отражений выходных плеч делителя(несмотря на их малость) и входных отражений ячеек.
Из пpиведенных pезультатов можно сделать
1) Схемы IP и TW наименее чувствительны к технологическим погpешностям изготовления плат, изменения хаpактеpных pазмеpов элементовсумматоpов на +- 15 мкм изменяют выходную мощность не более, чем на 0.2 дБ. В этих же условиях остальные схемы изменяют мощностьна 0.5-0.6 дБ.
2) Все схемы суммиpования имеют потеpи выходной мощности по отношениюк идеальному сумматоpу на 0.2-0.5 дБ большие, чем собственные потеpив выходном сумматоpе даже пpи идеальных ячейках.
3) Потеpи выходной мощности в схемах типа LL и TWL за гpаницамиоктавной полосы частот (в участках 1.8-2.0 ГГц и 4.0-4.4 ГГц) быстpо pастут, что не наблюдается в сумматоpах дpугих типов.
4) Даже не очень сильная неидентичность паpаметpов ячеек (2 ячейкис pазбpосом +- 20%) снижает достижимую выходную мощность каскадана 0.4-0.5 дБ по отношению к каскаду с идентичными ячейками.
5) Оптимальным сочетанием характеристик обладает цепочечный сумматор мощности на отрезках линий (TW), называемый в литературе также сумматором бегущей волны.Он показывает наименьшие расчетные потери мощности как в идеальном случае, так и при различных технологических отклонениях, имеет значительный запас по полосе частот и обеспечивает подавление отpаженных от входа ячеек волн с коэффициентамиотpажения не более 0.14-0.29 (КСВН не более 1.82).
6) При проектировании структурной схемы широкополосного усилителя мощности необходимо учитывать, что дополнительные потери мощности по сравнению с расчетными параметрами выходного сумматора с учетом неизбежного разброса параметров транзисторов будут составлять не менее 0.6-0.7 дБ.
7) Схемы суммирования, построенные на отрез-ках линий (IP,TW) имеют в условиях техно-логического разброса на0.25-0.35 дБ меньшие потери выходной мощности, чем схемы, построен-ные на базе мостов Ланге (LL,LIP,TWL).
III. Экспериментальное исследование четырехканальных выходных каскадов в диапазоне 4-8 ГГц
Дляэкспериментальнойоценкиполученных результатов и исследования возможностей применения были спроектированы, изготовлены и испытаны макеты выходных усилительных каскадов, построенные по трем схемам суммирования: LIP (каскад А212-22),IP(каскад 48Х4) иTW ( каскад
И-64).Для экспериментов был выбран базовый диапазон частот 4-8 ГГц. В качестве активных элементов использованы опытные кристаллы арсенидгаллиевых полевых транзисторовс шириной затвора 2200 мкм, предоставленные ГНПП “Исток”. При проектировании схем и топологий каскадов использовалась усредненная нелинейная модель данного транзистора, параметры которой получены экспериментально по методике, аналогичной [4]. Измерялись и затем усреднялись параметры четырех образцов транзисторов, смонтированных в микрополосковые держатели.
Конструкция каскада типа А212-22 полностью аналогична конструкции выходнойчасти модуля А212-01, подробно описанной в [5] (она и была использована для эксперимента). Отличие состоит в том, что использована новая усилительная ячейка на указанном выше транзисторе, монтируемым методом прямого монтажа и имеющем металлизированные отверстия истоков. Кроме того, по сравнению с приведенной ранее схемой LIP (рис.4), в данной реализации синфазный сумматор T1,T2 имел только один развязывающий резистор, что ухудшает развязку плеч. Основные параметры спроектированных и изготовленныхусилительныхячеекприведены в таблице 3. Видно, что (с учетом погрешностей измерения) результаты моделирова-ния и измерений практически совпадают.
